时基异步图像传感器ATIS介绍

ATIS

Ref:A QVGA 143 dB Dynamic Range Frame-Free PWM Image Sensor With Lossless Pixel-Level Video Compression and Time-Domain CDS | IEEE Journals & Magazine | IEEE Xplore

An asynchronous time-based image sensor | IEEE Conference Publication | IEEE Xplore

ATIS（Asynchronous Time-based Image Sensor）异步的基于时间的图像传感器由Posch等人于2008年提出，引入了基于事件触发的光强测量电路来重构变化处的像素灰度。

工作原理

每次DVS电路产生事件时，触发光强测量电路进行工作；

光强测量设定了两个不同的参考电压，通过对光强进行积分，并记录达到两个参考电压发放的时间；

由于不同光强下，电压变化相同量所需的时间不同，通过建立光强与时间的映射可以推断出光强大小，从而输出光强变化像素处的光强信息，也称为脉冲宽度调制（Pulse Width Modulation, PWM）。

此外，ATIS引入了一套全局发放机制，即所有像素可被强制发放一次脉冲，这样在ATIS初始工作时可获得一整幅图像作为背景，然后运动区域不断产生脉冲进而不断的触发光强测量电路获得运动区域的灰度来更新背景。

总体架构

下图为像素电路与复位控制电路（Reset Control）、仲裁电路（Arbiter）的总体架构。

像素电路包含事件产生模块（CD，change detector）与强度测量模块（EM，exposure measurement）

CD模块电路如下图所示：

工作过程

工作时序图如下：当光强变化时，事件产生模块触发产生地址事件信号Req_T传输至Aribiter_T，同时通过仲裁器与复位模式控制电路在复位线Rst_B上发放脉冲，由此开始强度测量周期。

Rst_B脉冲信号短暂关断开关M_Rst，将PD与寄生积分电容$C_{PM}$连接至VDD。此时状态控制逻辑通过$V_{RefSel}$信号将高阈值电压$V_{refH}$设置为参考电压$V_{ref}$。当复位控制电路释放Rst_B信号后，积分过程开始。

积分电压$V_{int}$与光电流大小成比例的减小，当减小至参考电压$V_{refH}$时，比较器输出翻转，导致状态控制逻辑发送Req_B[H]信号至Aribiter_B传输地址事件信息，并且切换$V_{RefSel}$信号将高阈值电压$V_{refH}$设置为参考电压$V_{ref}$，比较器输出会翻转回低电平。

积分过程持续。当$V_{int}$下降至$V_{refL}$时，强度测量周期结束。比较器输出再次翻转，状态控制逻辑发送Req_B[L]信号至Aribiter_B传输另一地址事件信息。

Req_B[H]与Req_B[L]触发的地址事件时间间隔，与积分过程的平均像素强度成线性关系。

事件产生模块与强度测量模块分离且互不影响（不共享输出通道）。

但若事件产生模块在积分过程结束前感知了新的事件，那么强度测量将取消并且积分过程重新开始，此时Req_B[H]地址事件被丢弃。

这种行为确保强度测量结果是最新且准确的，并不意味着信息丢失。

若设置$V_{refL}$大于$V_{refH}$，则系统工作于单阈值模式，积分时间为地址事件Req_T与到达$V_{refH}$触发地址事件的时间间隔。

时域相关双采样（TCDS）

使用两个可调阈值电压（$V_{refH}$与$V_{refL}$）的单个比较器来测量一个积分周期内的积分电压斜率，符合相关双采样（CDS）原则，消除了KTC复位噪声以及比较器失调FPN噪声。

若采用两个比较器分别连接不同阈值电压，在一个积分周期内完成积分，则抑制了KTC复位噪声，但由于比较器失调导致的FPN噪声功率加倍。

若采用一个比较器，两个积分周期用不同的参考电压决定电压降的积分时间差异，则抑制了FPN噪声，但KTC噪声影响加剧。

积分时间$t_{int}$可表示为

$$t_{int}=\int_{V_{refH}}^{V_{refL}}\frac{C_D(V_{pix})}{I_{ph}(V_{pix})} dV_{pix}\tag{1}$$

由于比较器失调$V_{off}$造成的误差$\varepsilon_{tint}$一阶近似为

$$\varepsilon_{tint}=(\frac{dt_{int}}{dV_{refL}}-\frac{dt_{int}}{dV_{refH}})V_{off}\tag{2}$$

TCDS，相对误差为

$$\frac{\varepsilon_{tintCDS}}{t_{int}}\approx2\frac{C_D(V_{refL})-C_D(V_{refH})}{C_D(V_{refL})+C_D(V_{refH})}\cdot\frac{V_{off}}{V_{refH}-V_{refL}}\tag{3}$$

只采用一个阈值电压无TCDS，相对误差为

$$\frac{\varepsilon_{tint}}{t_{int}}\approx2\frac{C_D(V_{ref})}{C_D(V_{DD})+C_D(V_{ref})}\cdot\frac{V_{off}}{V_{DD}-V_{ref}}\tag{4}$$

TCDS可降低相对误差，在两阈值电压差值较小时更为明显，有利于低电源电压CMOS工艺。

比较器

两级运算放大器（$M_1$至$M_7$）以及$M_s、M_{h1}、M_{h2}$。

使比较器开关操作对输入信号噪声不敏感，同时达到高速度、高增益，添加可调迟滞（$M_{h1}$开关、$M_{h2}$电流源）。

当输入电压$V_{int}$（$M_1$栅极）超过阈值电压$V_{ref}$（$M_2$栅极）时，比较器输出翻转，$M_{h1}$导通，电流$I_{h2}$从$M_4$漏极扣减，阈值电压随之上升，因此输入电压必须在比较器输出再次翻转前返回一个超过先前阈值电压加上电压$V_{hyst}$的值。

对于工作在弱反型区的晶体管

$$V_{hyst}=n_1V_T\ln(\frac{I_5/I_{h2}+1}{I_5/I_{h2}-1})\tag{5}$$

$n_1$为亚阈值斜率因子，$V_T$为热电压。由于$M_5$和$M_{h2}$的偏置电压可调，$V_{hyst}$可宽幅调整。

若晶体管$M_5$和$M_{h2}$尺寸相同，则

$$V_{hyst}=n_1V_T\ln(\frac{1+e^{-\frac{V_{bias,t}-V_{bias,h}}{n_5V_T}}}{1-e^{-\frac{V_{bias,t}-V_{bias,h}}{n_5V_T}}})\tag{6}$$

泰勒一阶近似为

$$V_{hyst}=2n_1V_Te^{-\frac{V_{bias,t}-V_{bias,h}}{n_5V_T}}\tag{7}$$

像素内逻辑电路

由三部分组成：与仲裁器进行事件通信的异步数字输出电路，存储当前像素状态的两个1bit的存储单元，模拟3.3V至数字1.8V的电压域接口电路。

逻辑电路与状态图如下：

总体思路为比较器输出电平控制$V_{Req\_B,y}$，进而通过仲裁器控制$V_{Ack\_B,y}$、$V_{Req\_B[H/L],x}$、$V_{Ack\_B[H/L],x}$，调整存储单元值。

工作流程如下：

复位阶段时，复位脉冲$V_{Rst\_B}$发放，比较器输出$V_{Comp}$翻转为低电平，$M_1、M_2$导通，$V_{mem2}$为高电平，进而$M_7$导通，$V_{mem1}$为低电平，此时2bit存储状态为$Z_1=\lbrace1,0\rbrace$，比较器参考电压连接至$V_{refH}$，各节点电压如图红色标识。

当积分电压降至$V_{refH}$时，比较器输出翻转为高电平，$M_{14}$导通，$M_{}15$也为导通状态，$V_{Req\_B,y}$下拉至低电平，相应应答信号$V_{Ack\_B,y}$翻转为高电平，此时$M_{10}$、$M_{12}$、$M_{13}$均为导通状态，请求信号$V_{Req\_B[H],x}$下拉至低电平，相应应答信号$V_{Ack\_B[H],x}$变为高电平，此时$M_3$、$M_4$、$M_9$均为导通状态，$V_{mem2}$变为低电平，可以认为$M_5$关断时间很短，漏极节点仍为较高电平，而$M_6$处于导通，因此$V_{mem1}$变为高电平，存储状态为$Z_2=\lbrace0,1\rbrace$。此过程较为短暂，各节点电压如图蓝色标识。

由于此时比较器阈值电压切换至$V_{refL}$，比较器输出翻转回低电平，请求信号关断，存储状态无变化，积分电压继续下降，各节点电压如图绿色标识。

当积分电压降至$V_{refL}$时，比较器输出翻转为高电平，$M_{14}$导通，$M_{}16$也为导通状态，$V_{Req_B,y}$下拉至低电平，相应应答信号$V_{Ack\_B,y}$翻转为高电平，此时$M_{11}$、$M_{12}$、$M_{13}$均为导通状态，请求信号$V_{Req\_B[L],x}$下拉至低电平，相应应答信号$V_{Ack\_B[L],x}$变为高电平，此时$M_8$、$M_9$均导通，$V_{mem1}$下拉至低电平。此时存储状态为$Z_0=\lbrace0,0\rbrace$，直至新的强度测量周期开始。各节点电压如图紫色标识。

复位控制电路

每个像素的复位信号由行列复位信号Rst_B/Rst_T通过组合逻辑生成。

通过数字串行接口配置复位控制逻辑，可触发ROI或忽略RONI。单个像素的ROI/RONI选择可以为事件产生模块与强度测量模块独立配置，也可与各种触发模式相结合。

• 正常工作模式：单像素事件产生模块的Ack_T信号异步触发该像素强度测量。

• 全局复位模式：ROI选定的特定像素或全阵列同时全局复位，从而为正常工作模式快速获得初始参考整幅图像。功能上等同于TTFS（time-to-first-spike）模式。

• 顺序复位模式：某行中的第N个像素的复位由该行第N-1个像素的Ack_B[H/L]信号触发。通过触发像素阵列的第一列像素，每个像素积分完成后触发其相邻的像素，从而触发沿行并行传递。可与正常工作模式同时运行。

> 该模式旨在避免TTFS在高度均匀场景下的事件冲突问题，因为有许多像素同时完成积分并发送事件。以图像采集速度更慢为代价，

• 任意模式：人为升高随机分布的事件产生模块复位晶体管的寄生漏电流来进行强度测量。该模式提供了连续、任意的背景图像更新，在检测缓慢变化场景下很有用。更新速率可通过调节开关晶体管的衬底电位控制。

概念补充

动态范围

图像传感器的动态范围（DR）可定义为最大可处理信号与黑暗条件下噪底的比值，传统APS的DR为

$$DR=10\log(\frac{V^2_{sat}}{V^2_{dark}+V^2_{reset}+V^2_{out}})\tag{8}$$

其中$V_{sat}$为积分节点最大允许电压，$V_{dark}$，$V_{reset}$、$V_{out}$分别为暗电流电压、KTC复位噪声电压、读出噪声电压。

自然场景下的光强范围变化可达140dB（1mlx至10klx）。

脉冲宽度调制（PWM）与脉冲频率调制（PFM）将电压域转到时域衡量，使得DR不再受电源电压限制。PWM中，DR可表示为

$$DR=20\log\frac{I_{max}}{I_{min}}=20\log\frac{t_{int,max}}{t_{int,min}}\tag{9}$$

信噪比

信噪比（SNR）定义为信号功率与平均噪声功率的比率。

$$SNR=10\log(\frac{V^2_{sig}}{V^2_{dark}+V^2_{photo}+V^2_{reset}+V^2_{out}})\tag{10}$$

$V_{photo}$代表光子散粒噪声。由于光子散粒噪声在中高光照条件下是主要的噪声源，因此上式可近似为

$$SNR\approx10\log(\frac{C_D\times V_{sig}}{q})\tag{11}$$

事件延时

事件延时（Event Latency）定义为光电二极管的照度发生变化到相应事件输出的时间。该延时在低照度下受限于光接收级带宽，可近似认为是一阶低通滤波器，其转角频率为

$$f_{3dB}=\frac{1}{2\pi C_{DMfb}}\frac{I_{ph}}{V_T}\tag{12}$$

其中$C_{DMfb}$为对数管的栅漏电容。

对于从$I_{ph1}$至$I_{ph2}$的瞬态变化，时间延时为

$$T_{Lat}\approx-\ln\left(1-\frac{K_{Min}}{(\frac{I_{ph2}}{I_{ph1}})}\right)\cdot\frac{C_{DMfb}\cdot V_T}{I_{ph1}}\tag{13}$$

其中$K_{Min}$为达到事件阈值的最小光电流步长，并且$I_{ph2}/I_{ph1}\gg K_{Min}$。

在高照明水平下，光接收级速度很快，延时主要取决于放大器A2以及比较器。若A2与比较器工作于亚阈值区，延时为（以OFF事件为例）

$$T_{Lat}=T_{Lat,Diff}+T_{Lat,Comp}\tag{14}$$

其中，

$$T_{Lat,Diff}\approx-\ln\left(1-\frac{K_{Min}}{(\frac{I_{ph2}}{I_{ph1}})}\right)\cdot\frac{C_1}{C_2}\cdot\frac{C_{A2out}}{g_{m,dp}}\tag{15}$$

$$T_{Lat,Comp,OFF}\approx\frac{L_{OFFn}}{W_{OFFn}}\frac{C_{OFFout}}{I_{0,OFFn}}\cdot e^{-\frac{V_{OFF}}{nV_T}}(V_{DD}-V_{S,Inv})\tag{16}$$

$C_{A2out}$为A2输出容性负载，$C_{OFFout}$为比较器输出容性负载，$V_{S,Inv}$为下一数字级的阈值电压。

本文中，光照高于$30Lx$，延时低于$10\mu s$，强光条件下接近$3\mu s$，CD时域分辨率约为$100kfps$。

对比灵敏度

理想情况下，如下的时域对比能产生一次ON事件

$$\frac{I_{ph2}-I_{ph1}}{I_{ph1}}=-\frac{C_2}{C_1}\frac{n_{Mp}}{n_{Mfb}n_{Mn}}\cdot \left(\frac{V_{b,diff}-V_{b,on}}{V_T}-\ln2\right)\tag{17}$$

该简化等式假设源极跟随器为单位增益，所有放大器和比较器工作在弱反型区。对比灵敏度与光强无关，只取决于器件参数和偏置设置。

可绘制事件响应概率与对比度的曲线（初始照度相同）描述对比灵敏度。在理想、无噪声环境下，在给定阈值对比度下$(I_{ph2}-I_{ph1})/I_{ph1}$会有一个从0%~100%的概率阶跃，实际上，曲线为S型。

对于$1Lx$至$100Lx$，对比度约为13%时事件概率为50%。曲线斜率最大值与电路噪声成反比（主要为光子散粒噪声），因此光强越强，信噪比越高，斜率越大。

注意到光强增大时对比灵敏度会下降（尚未理解）。